Повышаем КПД двухкаскадных светодиодных драйверов
Вейрих (Dr. Weirich), Infineon Technologies
В данной статье описывается простой способ повышения КПД драйверов, используемых для управления светодиодами в широком диапазоне мощностей. Предлагаемый метод не требует серьезных затрат и в то же время позволяет снизить номинал индуктивностей в выходном каскаде драйвера, что приводит к уменьшению стоимости и позволяет уменьшить габариты устройства. Рис.1
Рисунок 1. Основные конфигурации двухкаскадных светодиодных драйверов
Драйверы светодиодов, построенные на базе двухкаскадной топологии, завоевали популярность благодаря широкому диапазону входных мощностей, возможности точной регулировки яркости светодиодов (диммирование) и стабильному сигналу на выходе. Когда речь идет о выходной мощности до 50 Вт, комбинация из обратноходового преобразователя с корректором коэффициента мощности (ККМ) и понижающего преобразователя в качестве выходного каскада является наиболее оптимальной. Использование двухкаскадной топологии значительно расширяет возможности оптимизации и проектирования приложений по сравнению с однокаскадными драйверами. Однако использование двухкаскадной топологии значительно усложняет увеличение КПД таких драйверов традиционными способами. Представленный в статье метод описывает как можно увеличить КПД драйвера без особых затрат и существенных изменений в схеме. Кроме того, применение данного метода позволит использовать индуктивности меньшего номинала на стороне понижающего преобразователя, что приведет к снижению габаритов всего устройства.
Светодиодные драйверы и качество света LED
Качество света довольно растяжимое понятие и в первую очередь означает отсутствие каких-либо световых артефактов, например, мерцания или эффектов стробоскопа. Данные эффекты связаны в первую очередь с модуляцией тока в светодиодах и должны быть сведены к минимуму. Одной из первостепенных задач разработчика во время проектирования схемы драйвера является обеспечение постоянного тока на выходе, который бы не был подвержен каким-либо изменениям вне зависимости от режима или условий работы. Любое отклонение тока на выходе драйвера от постоянного значения будет влиять на работу светодиода, а значит и на качество испускаемого им света. На данный момент не существует каких-либо общепринятых стандартов, регулирующих уровень световых артефактов, однако максимально допустимые уровни модуляции тока в LED, обозначенные в IEE1789-2015, являются разумным ориентиром при проектировании схем драйверов. [1]
Другим важным аспектом, влияющим на качество света LED, является точность регулировки яркости светодиода и ее минимально возможное значение. Соответствие минимальной границы диммирования между различными драйверами представляет собой один из важнейших параметров при выборе компонентов. Регулировка яркости производится либо посредством ШИМ-модуляции, либо путем перехода в прерывистый режим работы выходного каскада драйвера. И то и другое неизбежно вызывает некоторую модуляцию тока и может повлиять на качество света, испускаемого светодиодом.
Что касается входа драйвера, то тут также присутствуют некоторые нюансы, которые необходимо учитывать при разработке схемы. Международные стандарты, такие как IEC 61000-3-2: 2014 [5], требуют от драйверов высокого коэффициента мощности (PF) и низкого содержания гармоник (THD) входного тока. По сути данные требования означают, что входной ток должен совпадать по фазе и форме волны с напряжением. Переиздание стандарта IEC 61000-3-2: 2018 [6] расширило его сферу влияния на драйверы с номинальной входной мощностью выше 5 Вт, а также более подробно, чем раньше, описало требования для диммируемых драйверов. Как итог, можно сказать, что, требования, касающийся мощности на входах драйверов светодиодов приобретают все более жесткий формат и их становится все сложнее удовлетворить при помощи стандартных преобразователей.
Результатом ужесточения требований становится то, что однокаскадные драйверы становятся все менее популярны и все чаще заменяются двухкаскадными решениями, которые значительно упрощают процесс оптимизации схемы для получения стабильного тока и напряжения в широком диапазоне выходных мощностей. Ток и напряжение с входного каскада драйвера подается на выходной каскад, где дополнительно оптимизируется для последующей подачи на светодиоды.
Существует две основные конфигурации двухкаскадных драйверов (рисунок 1): с гальванической развязкой, расположенной после входного каскада и развязкой, расположенной после выходного каскада. Очевидно, что вторая конфигурация плохо подходит для приложений, в которых требуется наличие более одного канала на выходе схемы, таких, например, как решения для управления RGB-светодиодами. Данная конфигурация также будет иметь недостатки при использовании в одноканальных решениях, в которых интерфейс регулировки яркости не изолирован дополнительно от шины питания. Приведенные выше недостатки не зависят от того будет ли применяться регулировка по первичной (PSR) или вторичной стороне (SSR).
Следствием приведенных выше тезисов является то, что двухкаскадные драйверы светодиодов на основе изолированного ККМ за которым следует понижающий каскад, являются наиболее универсальным решением для приложений с выходной мощностью до 50 Вт, а возможно даже несколько выше. Это в свою очередь объясняет почему данная топология стала чрезвычайно популярной при построении драйверов светодиодов от которых требуется обеспечение высокого качества выходного сигнала.
КПД двухкаскадных драйверов
Несмотря на все плюсы, применение описанной выше двухкаскадной конфигурации может породить ряд проблем, связанных с уровнем КПД схемы, повышение которого является весьма непростой задачей. Так, например, при уровне КПД 92% во входном каскаде (что является отличным показателем для обратноходовых преобразователей) и 97% в выходном преобразователе, общая эффективность схемы будет немного выше 89%. Если учесть требования директивы ЕС, касающейся систем освещения (European Single Lighting Regulation, SLR), согласно которой уровень КПД для драйверов мощностью 50 Вт должен быть не менее 85%, то предлагаемая система будет иметь даже некоторый запас. Тем не менее многие производители драйверов считают высокий КПД важным параметром схемы, особенно когда дело касается определения рабочих температур конечного приложения и проектирования систем охлаждения. Более общепринятым требованием среди производителей драйверов является поддержание уровня КПД выше 88% во всем диапазоне выходных мощностей.
Существует множество способов повысить КПД в обеих частях схемы, однако все они значительно увеличивают ее сложность и стоимость. Выходом является использование понижающего преобразователя с гистерезисным управлением (hysteretic buck), такого как Infineon ILD6150 или ILD8150 в сочетании с обратноходовым преобразователем с регулировкой по вторичной стороне, таким как XDPL8218, а также внесение небольших изменений в контур обратной связи. Благодаря этим изменениям выходное напряжение обратноходового преобразователя становится регулируемым и дает возможность сохранять разность напряжений на входе и выходе понижающего преобразователя на постоянном уровне.
Увеличиваем КПД преобразователя с гистерезисным управлением
Понижающий преобразователь с гистерезисным управлением является почти идеальным решением для выходного каскада светодиодного драйвера. Более подробное описание hysteretic buck приведено в документации к микросхеме ILD8150 [2]. Рис. 2
Рисунок 2. Схема включения понижающего преобразователя с гистерезисным управлением ILD8150
Hysteretic buck идеально подходит для обеспечения постоянного тока на выходе схемы поскольку для его стабилизации не требуется контур обратной связи. Отсутствие контура обратной связи означает, что также не потребуется и его компенсация, следствием чего является существенное снижение количества дискретных компонентов, необходимых для построения схемы (рисунок 2), особенно при условии интегрированного MOSFET.
Принцип повышения КПД за счет использования hysteretic buck основан на том, что последний работает с переменной частотой коммутации fS. Данная частота определяется величиной индуктивности L, амплитудой пульсаций тока Di, а также входным и выходным напряжениями VIN и VOUT.
В чем же такая важность частоты коммутации? Как видно из [2] и [3], общие потери проводимости, состоящие из потерь проводимости MOSFET и встроенного диода, определяются их сопротивлениями и током светодиода. С другой стороны, потери на переключение сильно зависят от VIN, а также от fS.
Анализ документации ILD8150 [2] показывает, что разница между входным и выходным напряжением (VIN-VOUT) является основополагающим фактором при определении частоты коммутации fS и что ее вариативность снижается при сохранении постоянного значения разности VIN-VOUT (рисунок 3).
При фиксированном VIN (синяя кривая на графике рисунка 3) и падении напряжении на LED, частота коммутации возрастает более чем в 2 раза при падении выходного напряжения на 1/3. Следствием такого падения станет увеличение не только коммутационных потерь понижающего преобразователя почти втрое, но и увеличение потерь в индуктивности. Вариантом снижения потерь при фиксированном VIN является подбор значения индуктивности, которое должно быть достаточно малым, чтобы поддерживать частоту коммутации выше слышимого диапазона во всех режимах работы, но в то же время не должно допускать слишком высокого значения fS для ограничения потерь в схеме. Кроме того, следует учитывать, что значение частоты коммутации fS выше 150 кГц может дополнительно вызвать проблемы с кондуктивными электромагнитными помехами.
В тех случаях, когда значение разности VIN-VOUT остается постоянной (желтая кривая на графике рисунка 3), поведение fS полностью изменяется. fS приобретает линейную зависимость от напряжения светодиода и незначительно снижается при его уменьшении. Это в свою очередь означает, что индуктивность схемы может быть значительно уменьшена, например, вдвое, при сохранении относительно низкой частоты переключения в большей части рабочего диапазона выходных напряжений. Если размер катушки индуктивности при этом остается неизменным, снижение номинала будет означать меньшее количество витков и снижение потерь. Однако еще более привлекательным вариантом для разработчика является использование катушки индуктивности меньшего размера и стоимости. Красная кривая на рисунке 3 показывает зависимость частоты коммутации fS от выходного напряжения драйвера при индуктивности, номинал которой был снижен в 2,5 раза по сравнению с двумя другими случаями (340 мкГн против 860 мкГн). При таком снижении индуктивности, частота коммутации по-прежнему остается в пределах 85 кГц, что означает минимальный риск возникновения электромагнитных помех. Таким образом, при использовании понижающего преобразователя с гистерезисным управлением в выходном каскаде драйвера мы получим не только увеличение КПД схемы за счет вариативности частоты переключения, но и уменьшение ее габаритов и стоимости за счет отсутствия контура обратной связи и возможности уменьшения индуктивности. Рис.3
Рисунок 3. График зависимости частоты коммутации fS от выходного напряжения hysteretic buck при фиксированном VIN (синяя кривая), фиксированной разности VIN-VOUT (желтая кривая) и фиксированной разности VIN-VOUT при снижении индуктивности в 2,5 раза (красная кривая)
Реализация предлагаемой конфигурации
Предлагаемую конфигурацию на удивление просто реализовать на практике. Все, что требуется – это вместо стабилизации выходного напряжения обратноходового преобразователя при помощи источника опорного напряжения (как показано на рисунке 4а), регулировать разницу входного и выходного напряжений понижающего преобразователя так, чтобы она приобретала постоянное значение, например, 5 В (рисунок 4б). Создание цепи, обратной связи, с помощью которой будет осуществляться регулирование почти не требует включения в схему дополнительных компонентов, за исключением нескольких недорогих резисторов. Рис.4
Рисунок 4. Стандартная схема стабилизации выходного напряжения обратноходового преобразователя (а) и предлагаемое решение (б)
Для того, чтобы удостовериться, что при использовании предлагаемой конфигурации не возникнет каких-либо проблем, был проведен обширный теоретический анализ [4]. Частью анализа было определение передаточных функций для обратноходового преобразователя с ККМ и понижающего преобразователя с гистерезисным управлением, а также анализ устойчивости контура обратной связи с использованием MATLAB / SIMULINK. Как и ожидалось, проведенный анализ не выявил каких-либо проблем, связанных со стабильностью работы схемы, кроме тех, которые уже были известны в старой конфигурации. Контур обратной связи должен иметь низкое быстродействие, а его полоса пропускания должна быть ниже 20 Гц, как и в случае с любым другим обратноходовым преобразователем с ККМ. Стоит отметить, что проведенный анализ также не выявил какого-либо отрицательного воздействия на производительность понижающего преобразователя ни с точки зрения подавления пульсаций на выходе, ни с точки зрения реакции на нагрузку.
Остается вопрос, насколько малым может быть значение разности VIN-VOUT? Данное значение определяется коэффициентом заполнения понижающего преобразователя.
При работе преобразователя в режиме непрерывной проводимости (CCM), его коэффициент заполнения d определяется как:
d = VOUT / VIN
Таким образом максимальное значение коэффициента заполнения (dMax) будет при
VIN = VOUT, Max/ dMax
В конечном итоге это приведет к уравнению:
VIN-VOUT ≥ VOUT, Max (1/dMax-1)
ILD8150 имеет dMax = 0,97. Таким образом, если выбранное максимальное выходного напряжение составляет, например, 60 В, минимальное значение равности VIN-VOUT будет составлять всего 2 В, что позволяет использовать индуктивности с очень низкими номиналами.
Результаты использования обновленной конфигурации
Ожидаемый рост КПД за счет применения предлагаемой конфигурации был подтвержден в схеме двухкаскадного драйвера на основе AC-DC преобразователя XDPL8218 и следующего за ним понижающего преобразователя с гистерезисным управлением ILD8150. Подробное описание предлагаемой конфигурации приведено в документации к ILD8150 [2].
Первые тесты обновленной схемы (изменена только структура цепи обратной связи) показали рост КПД на 1.3% при максимальном выходном напряжении (16 светодиодов ≈ 48 В) и более 3% при более низких выходных напряжениях (11 светодиодов. ≈ 33 В). Графики зависимости КПД от выходного напряжения (количества подключенных светодиодов) приведены на рисунке 5. Рис.5
Рисунок 5. График зависимости КПД схемы от выходного напряжения при применении обновленной конфигурации
Более впечатляющими являются результаты, показанные на рисунке 6. В данном случае была заменена индуктивность понижающего преобразователя: вместо громоздкого навесного компонента номиналом 860 мкГн был использовано SMD-компонент с номиналом 100 мкГн. Новый компонент имеет куда меньшие габариты (объем 1,4 см3 против 6,4 см3) и вес (7 г против 32 г). Несмотря на значительно снижение номинала индуктивности, КПД схемы остается практически на том же уровне. Рис.6
Рисунок 6. Сравнение графиков зависимостей КПД от выходного напряжения при использовании индуктивности номиналом 860 мкГн (красная кривая на графике) и 100 мкГн (зеленая кривая)
Применение обновленной конфигурации схемы позволяет достигнуть впечатляющих результатов, заключающихся не только в повышение эффективности драйверов, но и в снижении их габаритов, веса и стоимости.
Литература
[1] IEEE Recommended Practices for Modulating Current in High-Brightness LEDs for Mitigating Health Risks to Viewers, IEEE Standard 1789-2015,Jun. 2015.
[2] ILD8150 80 V high side buck LED driver IC with hybrid dimming
[3] ILD8150 high-frequency operation
[4] Thomas Altmann, Efficiency Optimization, Size and Cost Reduction of a LED Driver, Master Thesis, Technische Universität München, 2019
[5] IEC 61000-3-2:2014 Electromagnetic compatibility (EMC) – Part 3-2: Limits – Limits for harmonic current emissions (equipment input current ≤ 16 A per phase), 4th edition, 2014
[6] IEC 61000-3-2:2018 Electromagnetic compatibility (EMC) — Part 3-2: Limits – Limits for harmonic current emissions (equipment input current ≤16 A per phase), 5th edition, 2018
Полный текст в журнале Современная Светотехника № 1/2021г.